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原创DIY

懒得出奇

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何仙公
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  1. 2017-4-22 10:15:53
懒。
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  1. 2017-4-22 10:17:33
 
很懒
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  1. 2017-4-22 10:19:49
 
居然还要写5个字
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  1. 2017-4-22 11:59:38
 
温控风扇 ?
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  1. 2017-4-24 09:03:47
 
试做电路元件分析:R1:为Q1提供偏执电流,如何定性定量R1阻值,R1阻值对Q1功耗有多大影响。
求大神指点。
何仙公
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  1. 2017-4-24 09:06:15
 
R1+R2:为TL431提供偏置电流,约3mA   ok!
何仙公
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  1. 2017-4-24 09:13:46
 
TL431+R3+R4+R5:组成分压网络。用以判断Q1的导通与截至。
D1:单向导通,防止电流倒灌
埃_维_针1
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  1. 2017-4-24 12:45:06
 
随意仿了一下。

对那个R5进行DC扫描,也就是Q1的偏置电阻其中之一,扫描范围从1k到3k,看一下输出电压还有Q1上功率耗散。



输出电压变化不大啊。功耗1W左右。
何仙公
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  1. 2017-4-24 13:45:28
 
为什么有1W 那么多损耗
埃_维_针1
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  1. 2017-4-24 14:30:54
 
噢,我明白您的意思了。改了一下。
发热的时候热敏电阻阻值降低,电路开始给一个12V 0.1A风扇供电,Q1上功耗为0.008W

不热的时候热敏阻值大,电路不工作了。


对这个热敏电阻做一个DC扫描。

得到图像:

有一个线性下降的区域,热敏电阻避开这个区就好了,风扇要么全速转要么不转。

何仙公
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  1. 2017-4-24 16:15:05
 
R5多少K合适呢?
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  1. 2017-5-30 21:39:15
 
D1有必要?去掉之后诚博国际结果应该一样吧?不知道D1的作用什么呢?
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  1. 2017-5-30 21:47:27
 
估计是不是为了风扇停转的时候,负的反压损坏TL431
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  1. 2017-5-31 10:00:13
 
注意R5接的输入端,没有二极管的话,有可能分压上会有问题
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  1. 2017-4-24 09:15:31
 
试做电路分析:
           阶段一:风扇初始启动由R4,R5,TL431组成的分压电路,完成判定。
                           此电压高于输入电压,431不工作,Q1不导通。
           阶段二:当电源工作后,热敏电阻随着温度上升阻值下降,分压电压逐渐降低,当低于输入电压时,431工作,Q1导通,风扇转动。
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  1. 2017-4-24 09:20:19
 
阶段二点五:热敏电阻随着温度上升阻值持续下降,分压电压更低,然而并没有什么卵用,风扇不会因此转的更快,因为输入电压并没有抬升!
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  1. 2017-4-24 09:23:06
 
接下来这个阶段,有点复杂。阶段三:风扇经过初期运行,达到散热效果后,热敏电阻冷却,电阻值上升,通过与R3并联,431分压后,电压抬升,高于输入电压后,风扇停转。
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  1. 2017-4-24 21:56:07
 
试着算一下,在刚开机时接近室温NTC阻值在10K左右风扇不启动,当温度逐渐升高NTC阻值不断减小,减小至431的控制端大于等于2.5V时风扇启动。
此时的NTC阻值为(12-2.5)/2.5*1<=4k,查表4K对应50度左右,也就是当温度超过50度后风扇启动。
当风扇启动后二极管D1、电阻R3参与工作进一步抬升431控制端电压,实现滞回比较器的效果。
当温度降低NTC阻值变大,其与二极管D1、电阻R3的并联等效电阻>4K时(431控制端小于2.5V)风扇停止工作。
此时NTC阻值为15*(12-2.5)/(15*2.5-12+0.7+2.5)=4.96K,忽略二极管用电阻并联法结果也是5K左右,查表5K对应44度,也就是当温度低于44度后风扇停转。
电阻R5对温控功能影响不大。
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  1. 2017-4-24 22:45:44
 
热敏是10K   15K是常规电阻
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  1. 2017-4-25 07:15:44
 
NTC热敏电阻室温25度对应10K,44度对应5K,50度对应4K。

调固定电阻15K可改温度下限(44度),调固定电阻1K可改温度上限50K。
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  1. 2017-5-19 15:13:12
 
关于风扇的应用,从来没设计过,当初也想过在一个装置按个风扇,不过由于感觉不可靠再加上别的原因,就临时放弃了。
在这顺便问一下,  如果一直运行,设计风扇工作寿命多长合适?如果是过热才开启风扇,又能工作多久?
不知道这方面寿命,有考虑过吗?
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  1. 2017-5-19 15:37:07
 
能否给介绍下风扇应用方面,需要注意的问题,一般如何来解决等
gxg1122
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  1. 2017-5-22 16:32:24
 
好牛B 的散热控制方式。
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  1. 2017-4-30 18:54:22
 
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greendot
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  1. 2017-4-24 15:52:36
 
LZ肯定Q1是PNP管?

如果是NPN管,开机时,U1不工作,Q1导通(应饱和),风扇近12V运行,
随着温度上升,U1开始工作,Q1的偏置电流减少,Q1工作在放大区,这时像个串联稳压电源,风扇电压减少,
....温度回降,风扇电压上升 .... 直到有一个平衡点.

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  1. 2017-4-24 15:55:11
 
LZ肯定Q1是PNP管?

如果是NPN管,开机时,U1不工作,Q1导通(应饱和),风扇近12V运行,
随着温度上升,U1开始工作,Q1退出饱和,进入放大区,这时像个串联稳压电源,风扇电压减少,
....温度回降,风扇电压上升 .... 直到有一个平衡点.
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  1. 2017-4-24 16:18:55
 
是PNP没有错,开机时不转的
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  1. 2017-4-24 16:21:19
 
电路妙在,不是稳压电源。一旦开启,热敏和15K欧并联,431电流增大,Q1饱和导通,输入电压=输出电压
greendot
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  1. 2017-4-24 16:32:00
 
哦,误会了,我以为是控制风扇的温度,原来是用风扇来控制某东西的温度.
埃_维_针1
  1. 埃_维_针1
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  1. 2017-4-24 18:32:52
 
啊?为啥开启以后输入电压=输出电压啊,刚开始的时候不是热敏阻值很大么?
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  1. 2017-4-24 22:42:54
 
Q1打开后
qinweidianzi
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本网技师
  1. 2017-4-24 16:54:29
 
是个好贴,懒的有理
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  1. 2017-4-24 17:19:52
 
热敏电阻科普:   NTC热敏电阻随着温度升高而降低,而且温度和阻值的关系是可计算的,随便搜索下如图
3.jpg (153.37 KB, 下载次数: 1)
3.jpg
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  1. 2017-4-25 08:41:22
 
热敏电阻常用的的公式为:
31_P@L@~~RXTX)CA71V]3FW.jpg (47.17 KB, 下载次数: 4)
31_P@L@~~RXTX)CA71V]3FW.jpg
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  1. 2017-4-25 08:52:15
 
其实这公式我起初看起来简直一头雾水。
直到知道B值的真正定义!
B等于热敏在25度时的电阻值除以在50度的电阻值  →→
                                                   B = R25℃/R50℃
B作为一个常数,作为定义不同材料种类的热敏电阻,如3270K,3950K.
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  1. 2017-4-25 09:01:20
 
因此,已知温度25度时电阻为10K后,将上式变换,求出为在X温度下的电阻值,表达式为:               
   RX=10K * EXP B (1/(25+273.15) -1/(TX+273.15))

那么输入温度TX,就可以得到任意温度下的热敏电阻无功阻值了
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  1. 2017-4-25 09:32:34
 
基于对热敏参数的了解,下面进入工程运算:
首先定义已知量:

当输入为12V时,假设Q1有导通压降0.25V,则输出电压为12V-0.25V,
V431为分压网路计算电压,属于变量,随热敏阻值变化而变化
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  1. 2017-4-25 09:48:40
 
定义已知电阻

  


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  1. 2017-4-25 10:10:19
 
接下来,考虑是不是要计算二极管串入R3中引起的电压变化问题,考虑再三,假设D上有VF=1V,则IR3=(11.75-2.5-1)/15=0.55二极管等效电阻=VF/IR3





何仙公
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  1. 2017-4-25 10:27:01
 
进入最后计算阶段:
风扇转动只有R5和R4分压,V431=2.5/R4*R5+2.5,当电压小于11.75V风扇起转

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  1. 2017-4-25 10:40:48
 
风扇停转阶段,有D1,R3 R4 R5

停转电压=(RD1+R3)//R5*2.5/1+2.5
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  1. 2017-4-25 10:47:53
 
做完这一切后,做一个懒人,点点鼠标,惬意的喝茶去了!
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  1. 2017-4-25 10:54:21
 
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  1. 2017-4-25 14:54:33
 
为了懒到极致,让输入的条件参数更少,比如就输入起转温度,和回差温度,其余参数自动得出来好了。能不能实现了?
继续酝酿中
埃_维_针1
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  1. 2017-4-25 19:05:53
 
厉害了大师。


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  1. 2017-4-25 20:23:48
 
见过懒的没见过这么懒的
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  1. 2017-4-27 10:43:23
 
设定一个起转温度,一个回差温度后。
得到停转温度,那么热敏R5,值将不作为变量了,而被重新定义为定量。
将计算输出值定义为输出电压。意味着计算输出电压等于输出电压,停转
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  1. 2017-4-27 10:50:41
 
此处比较棘手,R3RD1同为未知量
ZMD%)2@4{9BBJ1B9K4O[{(C.jpg (61.99 KB, 下载次数: 1)
ZMD%)2@4{9BBJ1B9K4O[{(C.jpg
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  1. 2017-4-27 15:06:27
 
好吧,目前仅输出回差温度,即可完成整个电路设计。决定整个电路的关键电阻居然是R4,真令人感到意外。
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  1. 2017-4-30 13:17:42
 
表格简化过程!

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  1. 2017-5-4 11:04:28
 
视频呢?
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  1. 2017-5-4 14:36:35
 
没有吗?
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  1. 2017-5-19 11:52:11
 
可以了
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  1. 2017-4-27 16:57:47
 
懒得好佩服
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  1. 2017-4-28 15:44:01
 
偷懒过程中,出现道谜题求解?



假设IOUT=10A  占空比D=0.5
那么I整流管=IOUT*D=5A
      I续流管=IOUT*(1-D)=5A
那么Lf上电流是多大呢?
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  1. 2017-4-28 17:00:14
 
整流管续流管都10A
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  1. 2017-4-28 17:16:50
 
不会,所有资料都是我上面的公式
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  1. 2017-4-30 18:55:19
 
懒人设计变压器操作视频


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  1. 2017-5-3 09:19:59
 
完成变压器设计后,需要制作变压器工艺图,交付工厂开始绕制。
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  1. 2017-5-3 09:27:06
 
精确的控制变压器层间结构,精准的预估线包的尺寸和排布位置,最后制成的变压器才能完美。变压器工厂也能高效的生产。而不是总是掉链子

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  1. 2017-5-3 09:32:14
 
看到过最勤奋的变压器工程图,它是这副样子
61U6]`F}J6`O$T4T~PA_~%F.jpg (48.35 KB, 下载次数: 2)
61U6]`F}J6`O$T4T~PA_~%F.jpg
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  1. 2017-5-3 09:35:34
 
在此向各位网友征求建议,变压器工程图改怎么做,既能符合电源工程师的设计习惯,也能符合变压器厂工人的生产习惯!
ljsabc1986
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  1. 2017-5-3 10:37:19
 
跟我的好像
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  1. 2017-5-9 17:20:38
 
想做成这样
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QKGV3XTFZY9B}A9YR$(EH8L.jpg
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  1. 2017-5-9 17:21:47
 
于是制定了个小目标:比如说是一个亿
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1.jpg
何仙公
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  1. 2017-5-24 09:22:32
 
基本雏形,欢迎提出思路和想象
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XIAOTU80
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  1. 2017-5-19 15:15:14
 
这么多图表,让人看了就觉得是大师了
lclbf
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  1. 2017-5-19 19:38:49
 
大师!把你的东东共享出来研究一下。
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  1. 2017-5-22 10:04:25
 
请报邮箱
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  1. 2017-5-22 16:28:45
 
大师,给我发份吧,448410361@qq.com。谢谢了
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  1. 2017-5-23 11:06:43
 
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  1. 2017-5-23 14:31:38
 
楼主的表是否可共享,让我们也偷懒下?
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  1. 2017-5-23 15:47:36
 
收到了,谢谢!
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  1. 2017-5-24 15:38:26
 
收到了,多谢楼主
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嘿嘿,你迟到了
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把你变压器是表格也发给我用用。
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可以购买
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依照C型绕制习惯,堆函数
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特大好消息,函数编写重大突破。
比想象中速度要快,现在可以知道识别绕组,以及骨架占用情况。
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  1. 2017-5-25 17:08:11
 
改变任意绕组,小球颜色随之改变。绕组重复,则不识别。附赠一调整按钮,无聊解闷用



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变压器设计高玩表格1.53版,提供隆重下载。懂得可以学下函数,以及结合自己变压器的设计表格进行强力优化。可以说有划时代的意义,高玩才明白!
不懂的也没有关系,拿来无聊的时候点点点,权当附赠的解闷球游戏。
变压器结构1.53.xlsx 39.71 KB, 下载次数: 30
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  1. 2017-6-4 08:51:52
 
绕制磁环时,计算的圈数永远绕不下,究竟是咋回事呢?
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  1. 2017-6-8 11:47:49
 
总是多出那么几圈
1.jpg (123.07 KB, 下载次数: 0)
1.jpg
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  1. 2017-6-8 11:52:04
 
设:磁环内径=D  线径=d
求绕满一层的圈数为:
             3.14*(D-d)/d
但是为什么不准呢?难道公式有错!
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  1. 2017-6-8 11:57:26
 
“错怕什么,实际绕个再修正下不就完事了!”  有网友这样说!
但是既然作为工程师的我,偶尔也需要把自己逼到个思维角落里,追求事实的真相。
不成魔,怎成佛!
于是接下来进入胡思乱想状态
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  1. 2017-6-8 13:44:56
 
理论没错,可能d的取值不准确,如标称0.5的漆线,实际二级的去到0.566、三级去到0.587,这有没有算进去?
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  1. 2017-6-8 14:28:23
 
这个含两方面,一个是铜线的外层绝缘漆厚度。另外一个是磁环外层涂料厚度。
实际工程计算前,建议用卡尺量好!
除去这些,还能想到什么?
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  1. 2017-6-8 15:35:00
 
穿线不直,略微的弯曲也会占空间
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  1. 2017-6-8 15:59:38
 
试计算
磁环直径1  铜线直径1   能绕多少圈?
磁环直径2  铜线直径1   能绕多少圈?
磁环直径3  铜线直径1   能绕多少圈?
磁环直径4  铜线直径1   能绕多少圈?
................

算得的答案,你会想哭!
数学原来都是体育老师教的!!
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  1. 2017-6-9 22:30:15
 


计算:3.14*(1-1)/1= 无解    现实:1圈
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  1. 2017-6-9 22:35:45
 


计算:3.14*(2-1)/1=3圈     现实:2圈

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  1. 2017-6-9 22:41:54
 
     或              
计算:3.14*(3-1)/1=6圈                实际:5圈
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  1. 2017-6-9 22:46:21
 
计算:3.14*(4-1)/1=9圈       实际:8圈
1.png (11.57 KB, 下载次数: 0)
1.png
5}U1KU(SVJ9KP9EX7(~D[3K.png (16.62 KB, 下载次数: 0)
5}U1KU(SVJ9KP9EX7(~D[3K.png
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  1. 2017-6-9 22:55:46
 
综上所述, 公式  3.14*(D-d)/d未必很可靠。
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  1. 2017-6-9 23:05:31
 
梳理下思绪,铜线究竟是怎么样铺满磁环的?


M2E0J$}EV(R1(_Q4}3C`334.png (23.02 KB, 下载次数: 0)
M2E0J$}EV(R1(_Q4}3C`334.png
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  1. 2017-6-9 23:10:55
 
从上图分析,公式应该修改为:    3.14*(D-d)/ 弧 长
那么如何计算弧长呢?

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  1. 2017-6-9 23:21:10
 
那么我再来胡思乱想,


假设:三角形长=(D-d)/2          三角形高=d/2
那末根据勾股定律;可以很轻松的求出斜边长度。
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  1. 2017-6-9 23:27:35
 
其实接下来应该想想如何求出图中<a 的度数是多少!
1 (2).png (14.99 KB, 下载次数: 1)
1 (2).png
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  1. 2017-6-10 16:35:42
 
利用反三角函数   ASIN(对边/斜边)
和函数DEGREES 组合求出<a
于是<a=DEGREES(ASIN(对边/斜边))*2
单位:度
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  1. 2017-6-10 16:46:28
 
计算弧长:                弧长=pi()*度数*半径长度/180度

半径长度如果是斜边,则

半径长度如果是邻边,则
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  1. 2017-6-10 16:51:35
 
一度以为,计算弧长应该是按邻边长度来计算。但是接下来却又重大发现,如图:

        
邻边弧线未能占满铜线全部窗口
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  1. 2017-6-10 16:55:07
 
而斜边半径 是由斜边正切铜导线而成,所以以斜边半径构成的弧线完整占据铜导线窗口,完美吻合!
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  1. 2017-6-10 17:24:58
 
将斜边弧长平移至铜线圆心处,弧线完美占据铜线窗口,略大于窗口。


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  1. 2017-6-10 17:37:06
 
与真相如此之近,确还是触不可及。实乃憾事。
不过以斜边弧长作为工程计算是没有问题的。
弧长计算完成后,磁环可绕圈数公式可写为:      
             ( D-d)* pi() /弧长
至此,完成了史上最精确计算磁环可绕圈数的公式推导过程。

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  1. 2017-6-12 09:24:23
 
这个事不必这样较真,磁环电感主要是匝数控制而不是整层控制,你这样在内圈单个整层控制在多数情况下是没有实用价值的,起码窗口没得到充分利用。讲究一点的功率电感,外圈需要整层(单层或多层)控制,以便规范PCB,内圈要尽量把窗口利用完(留一个装配螺钉绝缘导孔位置)。还有一个问题是,较大功率的电感,一般用多股线绕制,就更不是你这样子的了。

简单说就是:
1、内圈整层不重要
2、外圈整层比内圈整层重要
3、磁环电感是匝数控制
4、在此前提下,内圈尽量提高窗口利用率(用合适的线径)
5、经常见到的内圈只有单层的电感,不是最佳设计,多半还可以缩小磁芯,直到满足2、3、4。

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  1. 2017-6-12 09:49:19
 
大哥你这样绕,人工费可不低啊
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  1. 2017-6-12 09:53:35
 
自己手工绕的,5KWPFC电感
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  1. 2017-6-12 09:55:35
 
你这样的话,还得计算磁环NI,不然容易超标
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  1. 2017-6-12 10:00:05
 
磁环电感精确计算电子表格
各种磁环都在内了
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  1. 2017-6-12 10:16:32
 
磁环是圈数越多,磁损越大呢?
还是圈数越少,磁损越大呢?
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  1. 2017-6-12 10:19:12
 
这个是我的入坛第一贴,N多年前的东西,关于磁热,里面也有计算,别人的方法,算得准不准就不知道了,你可以试试。
根据我的经验,磁热主要靠材质来控制,意思是:考虑匝数时主要从电气角度去考虑,可不考虑磁热。真正发热厉害的磁芯,主要是材质选择不当造成的。比如就遇到过用黄白环(铁粉芯)做差模电感发烫的问题,换成铁硅铝环就OK了;这种情况下,你调整黄白环的匝数是解决不了问题的。

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  1. 2017-6-12 10:51:06
 
粗略看了下,美磁规格书你忽略了细节
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  1. 2017-6-12 10:52:23
 
你这个表不是来至美磁规格书吧?人家是英文的,而且里面也没有这个表格。
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  1. 2017-6-12 11:38:02
 
表格当然是我写的
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  1. 2017-6-12 11:40:30
 
真身在这里
2.jpg (147.94 KB, 下载次数: 0)
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  1. 2017-6-12 14:48:59
 
我说嘛,原来是你写的,美磁规格书里怎么也不会有这些东西。
你这种方法计算磁环电感是非常不妥的,偷懒得过分了,精髓都简化了,还是精确计算的好。
其中最重要的是这个图表(要精确表达出来):




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  1. 2017-6-12 15:01:38
 
你能将曲线拟合成公式
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  1. 2017-6-12 15:04:52
 
美磁数据手册已经提供了拟合公式:


我的表格里就是这公式(不然怎么会叫精确计算表格?):
其中铁硅铝(当前)状态电感系数
Al"=SQRT((BW8*BW8-(5.618/100000*BW8*BW8*BW8*BW18)+(1.043/10000000000*BW8*BW8*BW8*BW8*BW18*BW18))/(1+(6.742/100000*BW8*BW18)+(6.21/100000000*BX8*BX8*BX18*BX18)))/BX8*BX17

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  1. 2017-6-12 15:04:57
 
26u 那根线明显异于其他线
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  1. 2017-6-12 15:22:13
 
国内某些厂还有40u的,我觉得也可直接用这个拟合公式。
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  1. 2017-6-12 16:29:37
 
电感系数,都是已知量了。搞不懂和计算精确有什么关系。和磁损有多大关系?
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  1. 2017-6-12 16:56:16
 
铁氧体类磁芯,测出来多少感量,运行中基本也是这个感量。
粉芯类磁环,不知道什么缘故,感量是磁偏的函数,一个磁环电感,出厂测试可能是1mH,但给1A的电流,对应一个小很多的感量,给2A电流,感量更小。
于是,对于一个拓扑,一定有一个频率F和峰值电流Ipk,这一定对应一个电感量,这个电感量一定不是出厂测试那个值,只能是与Ipk对应那个值。
算磁环电感,都是这样算的,还能有其他算法?你能用初始导磁率去算出一个电感就放到拓扑里?
初始导磁率的含义就是电流为0时(没有磁偏)的导磁率,意思是电流不为0就不能用初始导磁率计算磁环电感,它会小很多,小多少?就是119楼那个百分比。
磁环电感有两个感量(差距很远):
1、初始电感量,或者叫检测电感量,这个感量是电感出厂检测(验收)标准,是小信号(电桥)测试时的参数。
2、计算电感量,或者叫设计电感量,这个感量是拓扑计算时的电感量,诚博国际或者实板运行的参数,你可以标在电路图里。



这里有个经验值:对于铁硅铝,导磁比(u/ui)建议按不低于50%控制(这样最佳性价比,最舒适,不难受)。
列举的三个电感是回最近某个贴计算的【关于PFC输入电流过大烧管子】,拓扑电感量190uH为宜。频率和Ipk最佳。三个电感参数都是可以用的,在拓扑里的表现应该是差不多的。
但在发热上,三个电感肯定是不一样的,匝数少的(初始导磁率高的)铜损小些,但磁损可能大些。意思是仅仅计算磁损是没什么用的,发热还与铜损有关,况且磁环电感的散热结构是铜包磁的。
我的意思可以这样来进行电感的最优化热设计,如果仍然控制不了温升,可以:
1、采用更边缘的导磁率磁环(125、26)
2、降低拓扑频率(增加感量)
3、换用更大的磁芯(包括双环)
4、换用更低损耗材质的磁芯(钼环)
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  1. 2017-6-12 17:11:08
 
铁硅铝我的哥,铁粉芯另外有套算法,相当麻烦。时代改变了,现在开关频率上来了,铁硅铝的时代到了。铁硅铝对于直流偏磁很温度影响都是相对较小的。
再说工程计算电感时候就留有经验系数的余量。
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  1. 2017-6-12 17:17:10
 
我说的粉芯类磁芯,就包括了铁硅铝,按生产工艺分类,和时代没什么关系。
如果你真是这样凭经验系数和余量去算的,算是我见到过的第一人。
以我的经验,这里不能靠经验,靠经验一定是不靠谱的。
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  1. 2017-6-12 20:45:07
 
那么,按你的电感取值。经验系数就是2
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  1. 2017-6-12 21:10:05
 
你看看50%与什么有关?哪是这样简单的事情?
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  1. 2017-6-12 22:36:18
 
AL离散度是什么? 温度对磁环造成的降额有没有计算进去
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  1. 2017-6-13 06:43:31
 
AL离散度是制造离散度,是统计学概念,当然考虑进去了的。
此外,还有温度影响、频率影响,这些因素在美磁给出的参数中、考虑了在常规应用范围时的值,只要不是另类应用,一般可以不考虑。需要考虑时,美磁都分别给出了算法(包括其拟合曲线方程)。




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  1. 2017-6-12 22:32:50
 
仔细看了下,确实铁闺女也有比较严重的直流偏磁。但是如果利用好,缺点反而变为优点:
原因是,电感值根据电流增大而降低,这和计算输出电感量正好契合。如果设计得当,可以完美匹配。而铁氧体感值固定,对于中载和轻载的契合度大打折扣。
不过考虑因素较多,计算难度颇大,是懒的上好佳品!
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  1. 2017-6-13 11:04:37
 
偏置电流应该是按IDC计算呢?还是用IPK呢
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  1. 2017-6-13 11:11:18
 
Ipk,如果有Ipk的话,最大电流(瞬时值)的意思。当然你也可以用其他电流(瞬时值)来算,这样就可以得到一个电流过程。
一般拓扑电感计算是按最大电流Ipk设计电感,是控制性参数,再按最小电流(与模式有关)校核一下纹波即可。
有的应用没有Ipk,比如PFC前级的差模电感,这时你应该用形成最大磁偏的电流(最大输入电流的峰值)来计算。
直流输出的输出差模滤波器,你可以用最大Idc来计算。

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  1. 2017-6-13 11:51:59
 
通过和965的讨论,制定了一个偷懒路线图,最终期望输入不超过3个参数,得到磁环的最佳方案。
sip7r447fvm`dqpx))}mv.jpg (115.99 KB, 下载次数: 0)
sip7r447fvm`dqpx))}mv.jpg
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  1. 2017-6-22 11:11:31
  2. 倒数3
 
根据路线图:(一)  线径*圈数>磁环内径*3.14   为预选择磁环   
(二) 圈数*IOUT<磁环最大安匝    为预选磁环
此2条件约束后,排除了直径较小,不符合要求的磁环。
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  1. 2017-6-22 11:16:20
  2. 倒数2
 
(三)根据965的公式求出直流偏执下的ui,根据比例计算AL,计算出N+.
因为计算机原因,摒弃以往算法。采取将不同规格的ui,同时运算。得到最佳规格磁环。
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  1. 2017-6-22 11:23:16
  2. 倒数1
 
步骤(三),基本完工!如图


这样的好处非常明显,选用ui75,的磁环所需求的圈数最少。
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  1. 2017-6-13 14:27:37
 
回去想了想,感觉电流就是IDC,不是IPK。
假设电流没有直流成分,是不是就没有直流偏磁。既然没有直流偏磁,IDC+IAC就不正确了
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  1. 2017-6-13 14:45:20
 
再回去想想,想清楚了才考虑其他问题。
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  1. 2017-6-13 15:35:28
 
不用想了,明明是叫直流偏磁。不是叫交流偏磁!
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  1. 2017-6-13 17:49:55
 
每个人的理解可能有差异,没关系,好在可以验证的,放一个电感看看峰值电流 Ipk 对应是多少 L 即可明白。计算这个电感量的目的,不是算着好玩,也不是作秀这个算法,而是在运行中能得到一个与之吻合的 Ipk 波形。
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  1. 2017-6-12 16:51:54
 
厉害了我的哥,理论派跟实践派掐起来了。,俺这土郎中进大观园了?
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  1. 2017-6-12 20:46:04
 
楼歪了,扶正!
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  1. 2017-6-12 20:47:06
 
讨论个我认为的谜题或者叫骗局!
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  1. 2017-6-12 23:19:19
 
计算磁损首当其冲是计算BM值,对于磁环方法众多的公式采用那个最为合适呢?
(一)万能公式:                BM=V*DT/(AE*N)



V随输入电压变化而变化,受二极管压降,甚至电感压降影响。难当重任!
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  1. 2017-6-12 23:25:04
 
(二)计算BM的黑马,参数近乎定死,简单明了!
  


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  1. 2017-6-12 23:31:58
 
(三)点兵点将

uo为参数,真空磁导率
u1为你选的磁芯的磁导率
H1这个嘛....




因为你确定了磁环,所以le也就确定了!


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  1. 2017-6-12 23:33:28
 
综上,迷题来了!N增加BM是增加还是减少?
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  1. 2017-6-13 10:43:16
 
公式三认为:N的增加 ,BM就会增加
公式二认为:N的增加,BM却减少。


这到底发生了什么!?

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  1. 2017-6-15 09:06:00
 
此处有一坑,埋在公式二:B=L*I/(N*AE)
表面上看N变大,L就变小了。
实际上,是反击做多了!因为做反激励变压器时,或用铁氧体做电感时候,我们都是通过调整气隙来实现L的大小的!
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  1. 2017-6-15 09:17:48
 
L=N2*AL
N增加1圈,L则增加1圈的平方。
(AL为磁环电感系数)
所以此处坑完,得到N越大B越大的结果
通俗话来说,磁环圈数越多,磁损越大,铜损也越大!!
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  1. 2017-6-15 09:42:41
 
还是先搞懂基本原理以后再来讨论这些事为妥,不然自己就会掉自己挖的坑里。
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  1. 2017-6-15 09:54:03
 
又哪里不对了?
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  1. 2017-6-15 09:57:41
 
你这个结论用在差模电感上是对的,但不能用在拓扑电感上,比如Boost电感,一定不是这样的。
以临界模式Boost电感为例
Ipk由CS检测控制,是定值,要临界,匝数越少、感量越小、频率越高,损耗可能越大。
单就Boost电感而言,不是匝数越少损耗越小,也不是匝数越多损耗越小,它有个最佳值(损耗最小的值)。
如果不是这样,立刻可以推导出磁环电感做Boost,无论任何情况,都是单匝电感最佳的荒唐结论。
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  1. 2017-6-15 10:09:54
 
单对于正极类续流电感呢?
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  1. 2017-6-15 10:11:11
 
一样的,肯定不是单匝最佳。
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  1. 2017-6-15 10:13:01
 
差模电感,对电感本身而言,肯定是单匝最佳,最不发热,但是能不能起到差模的作用,就管不了了。
意思是,根本不用差模电感(0匝)就更没损耗了,但差模的目的如何达到呢?
因此,要实现差模的目标,也有个最佳值问题,最佳性价比问题。也就是材质、导磁率、环数、匝数、线径、工艺最佳配合的问题。也不是单匝最佳。
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  1. 2017-6-15 10:19:36
 
965兄一语道破了第二坑,至于埋在哪里已经说道了。
可见兄台实践能力已经可以把控很多变量了。
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  1. 2017-6-15 10:53:53
 
先将公式二进行直流分量和交流分量的重新定义:
BPK=L*(IAC+IDC)/(N*AE)
BPK=BAC+BPK
IDC=IOUT
IAC=纹波系数*IOUT
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  1. 2017-6-15 11:01:02
 
因为很奇怪的原因,已知资料计算磁损仅计算BAC,不计算BDC。(此处留一坑,以后讨论)
所以先将BDC和BAC分别计算
BDC=L*IDC/(N*AE)
BAC=L*IAC/(N*AE


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  1. 2017-6-15 11:10:49
 
捡出BAC讨论分析各个变量:BAC=L*IAC/(N*AE)
=L*IOUT*纹波系数/N*AE
N确定后L就确定了,
AE是磁环定值,不会变。
IOUT也是定值。

纹波系数是什么鬼?是假设输出上有多少纹波电流。在做设计一开始,我们很早很早的大神们给出了个经验值0.1-0.2.然后写进了书里面。
那么在接下来的很多日子里,很多大神们沿用了下来。而且还将沿用下去!?

何仙公
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  1. 2017-6-15 11:17:07
  2. 倒数10
 
有必要回过头看看L是怎么来的!


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何仙公
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  1. 2017-6-15 11:20:31
  2. 倒数9
 
可以看出电感也是和IOUT*纹波系数成反比的。公式倒过来看:
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  1. 2017-6-15 11:24:50
  2. 倒数8
 
LIAC,或者说L纹波系数互为因果。
此处找到了坑二,来自上古大神的经验------纹波系数!!!
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  1. 2017-6-15 11:35:26
  2. 倒数7
 
如果这时你的脑子没有被我以上的推导给烧坏的话,那么可以做这样的总结:
N变大,L变大,所以纹波系数变小,磁环铁损变小!
眼界再放大点来看,不但磁环铁损变小。变压器铁损也将变小,IPK变小,取样电阻RS的功耗也将变小。


同样的假设L受到直流偏置的影响,虽然N不变,但是纹波系数变大,磁环和变压器的铁损增加。后果是电源能工作,电源能工作,电源能工作!!

此处推导,能完成理论到实践的数学衔接,不但电源能工作,而且可以扣损耗,找效率!!
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  1. 2017-6-19 17:11:36
  2. 倒数4
 
对于纹波系数还有一点要补充:
       目前输出电解电容的容量,一般都是假设纹波系数来计算的。但是实际应用时,使用的电解电容的容量却远远大于计算值。那么实际纹波系数应该变得很小才是。

       实际上不管是L还是C越大的话对降低纹波系数的作用越小,我的理解仅止步于此!

       所以就目前电源设计来说,纹波系数是个无法运用数学公式捕捉的变量。

       那么目前工程师们现在只是根据经验,各自为战!




kenddq
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  1. 2017-6-16 15:24:39
  2. 倒数6
 
我也是懒的回复!支持楼主!
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  1. 2017-6-16 16:30:13
  2. 倒数5
 
知音啊,难得难得
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