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想用Labview做一个反激电源设计软件

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boy59
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  1. 2016-1-22 12:26:19
   在论坛和网络上有很多关于反激变压器的设计方法,但这些方法多是只介绍部分电路设计,所以一直以来对电源没有一个整体的认识现在想把这些个方法综合起来看看是否能让自己对电源有更深的了解。(这里所使用的公式都是来自于论坛或网络,用execelmathcad均可,不过本人都不擅长所以就用了Labview软件。)
  初步实现的功能如下:
                                                   1  输入低压有效值80V的设计参数及诚博国际对比
设计流程自左向右,第一步确定输入电容
先设置好输入输出参数,如输入最低电压有效值80V、电源频率50Hz、开关频率60KHz、输出电压5V、输出功率6W
设置输入波动为20%,这时会自动计算出输入电容,可能不存这个算出来的容值那么选实际有的容值输入到输入电容框中,输入波动和波动电压都会相应的发生轻微变化。这些新的输入波动将作为后面计算的参照。
第二步确定匝比
设置占空比为45%,这时会得到反射电压Vor和匝比值,选一个最接近的整数匝比输入到匝比框,占空比和反射电压都会有轻微变化,这个新值将作为后续计算的参照。
第三步确定电感值
当占空比和匝比确定后电感值自动计算出来,这里有个参数深度系数K,当K=0时为临界或者断续模式,当K取值0~1时为连续模式。
第四步确定吸收电路参数
输入漏感、Uc、波动电压后会自动计算出吸收电阻Rc和吸收电容Cc
第五步确定输出最小电容
设置输出纹波电压自动计算出所需最小输出电容值。
Ap算法(改进版02).pdf (517.34 KB, 下载次数: 78)

在没有安装Labview软件的电脑上运行此软件需下载安装Run-Time engine,下面是两个链接地址(未测试)
此软件目前完善了电路设计功能,测试使用过程中如发现错误欢迎指正。
反激设计Rev09.rar (493.01 KB, 下载次数: 200)
版本Rev02 ● 更正Vds电压计算公式漏掉一个字母的错误。版本Rev03 ● 修复参数设置偶尔无效的问题                  ●​ 修正输入电容、输出电容、Vds电压的计算公式                  ● 修正了断续模式的计算公式                  ● 通过Saber诚博国际软件验证,二者结果基本一致。​版本Rev04 ● 修正输出二极管反向耐压公式。
版本Rev05 ● 修复临界模式附近电路震荡的问题
                  ●​ 修正断续模式下电感电流波形显示公式
版本Rev06 ● 深度系数表示法更改为浮点数格式
                  ●  开放变压器设计功能
版本Rev07 ● 修正匝比、Vds电压、Ap算法等公式及部分代码。
                  ●  更改变压器设计界面以方便操作,补全磁芯数据资料
版本Rev08 ● 修复低压到高压或重载到轻载大幅切换时震荡的问题。
                  ●  增加变压器绕组设计功能,增加漆包线查询表。
版本Rev09 ● 修改占空比计算公式增加效率因数。
                  ●  修正Ap算法。
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荨麻草
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  1. 2016-1-22 12:33:31
 
很有想法,赞一个。。。如果能将损耗分析显示出来就更牛了
boy59
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  1. 2016-1-22 13:43:59
 
这个大概要把所有元器件的特性方程都写进去吧?表示很有难度。
boy59
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  1. 2016-1-22 17:03:08
 
请教几个问题,1 实际输入电压是有纹波的比如满载时设计为20V左右,那么在计算的时候Vin是选取的最小值还是有效值、平均值?或某些地方最小值某些有效值?
2 用Ap法算变压器时实际选取的AP是比计算所得的Ap大一点?大4倍?(80-265V输入)还是n多倍?
何仙公
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  1. 2016-2-24 10:10:41
 
初算可以用VIN*1.414   经验是*1.3精算要考虑输入电压和电解容量关系,那个可以讲1章了。网上有资料专门讲这个的
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  1. 2016-2-24 11:11:15
 
大致明白了,设计时采用的是最小Vin既Vinmin。对于输入有纹波的选波谷值,比如输入电压有效值85V输入纹波20V的Vinmin=85*1.414-20=100V,如果再将输入整流桥的压降考虑进去结果就更精确。
何仙公
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  1. 2016-2-24 11:28:18
 
一,20V是电解设计和使用匹配的经验电压,实际由于空间和节省成本考虑电解比设计时候小很多,不止20V的波动电压。
二,可以用示波器实际测量。由于是经验法,所以二极管的压降不重要。


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  1. 2016-2-24 13:01:54
 
实践出真知,多谢指教!
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  1. 2016-1-22 13:33:33
 
牛掰!!!请问您会做基于CAN 通讯的上位机界面么?
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  1. 2016-1-22 13:47:43
 
没用过,只用过伪USB——串口转USB
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  1. 2016-1-22 14:53:25
 
很多资料说输入电容一般按2~3uF/W来选择,反射电压一般取100V左右,图1是输入80V功率6W计算得输入电容25uF换算大约4uF/W,反射电压为75V左右。如果把最低输入电压设为120V计算结果如下:
                                                      2 低压120V输入设计参数及诚博国际对比
功率6W输入电压为120V计算的输入电容为11uF换算后大约2uF/W,反射电压106V接近100V,可见在输入在120V左右时“一般”取值才准确,当输入电压条件改变后这个“一般”数据就不可靠了。
本帖最后由 boy59 于 2016-1-22 21:30 编辑

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  1. 2016-1-25 09:51:48
 
除了给定的条件外如输入电压、输出电压、输出功率、开关频率等,这里还有几个参数无法确定比如输入波动、深度系数K,RCD吸收参数。为此增加了检测功能以便查看不同工况下的参数变化,顺便探讨一下这“一般”取值的来由。
给定条件:
输入AC:110-265V  
输出DC:56V
输出功率:84W
开关频率:65KHz
输入波动电压:30V
输出波动电压:120mV
效率:0.8
计算得到的设计参数如下:
                                                          3 输入110V的设计参数
3中顺便加了三个波形图,第一个是输入电压波形,第二个是PWM信号和输入电感电流波形,第三个是输出电压纹波波形。
在图中右侧中下部多了一个按键用来进行参数设计和反向测试切换,在进行参数设计时电路中的各个参数都是相关联的,通常修改一个参数就会引起其它参数的变化,所以在设计的时候参数要按一定的先后顺序来设置。当切换到测试模式后切断了输入电压同电路元件之间的联系,当修改输入电压值时电路中的电感、电容、电阻这些元件参数不变其它数据时时变化,方便观察在不同输入电压条件下的电路工作状况。

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  1. 2016-1-25 10:29:46
 
深度系数值的选取:
深度系数k体现的是电路的工作模式,当K=0时电路为临界模式,当K>0时为连续模式,当k<0时为断续模式,k值定义如下图4
                                                          4 深度系数k
所以k的取值范围为0~1,当断续模式时软件会自己计算出负值来。
一般认为电路在低压输入时工作于连续模式,高压输入时为断续模式时比较合理,深度系数k就是调节这个连续和断续模式的分界点的。这个电路我将分界点设为178V110~178V工作于连续模式,178~265V工作于断续模式。将软件切换至测试模式输入电压改为178V结果如下:
                                                          5 输入178V临界模式参数
5中深度系数变为0.0048约等于零,观察输入电感电流波形刚好在临界模式状态。所以这个电路将深度系数设置为0.2比较合适。

本帖最后由 boy59 于 2016-1-25 19:20 编辑

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  1. 2016-1-25 11:49:32
 
RCD参数的选取
MOS管上承受的电压Vds由输入电压、反射电压及漏感电压三部分构成,反射电压受峰值电流和漏感影响在这个电路中不同模式下的峰值电流变化不大所以漏感电压变化也不大,输出电压不变反射电压也不变,那么对Vds影响大的是输入电压,也就是当输入最高压时MOS管承受的压力最大,见下面的265V输入时参数
                                                              6 输入265V断续模式参数
当输入电压为265V时电路处于断续模式MOS管的Vds电压为563V还有30V的余量(假设用的600V管子),RCD中的电阻和电容取值还是可以接受的。但是有个问题如果仍然保留MOS30V余量那么RCD的参数可以有任意多的组合,如下图
                                                         7 不同RCD组合参数
7中的第四组参数Rc=3KCc=500nF不太合适,200V以上500nF的电容成本高些,其它三组参数选哪个更合适?理论计算第一组Rc=0.5KCc=66nF损耗最低,波动62.1V最大这样是否有利于降低开关损耗?
再看一下钳位电压Uc=133V,叠加波动电压62.1/2=±31V后已经低于反射电压Vor=113V,这时吸收电路会直接消耗主电感功率大大了降低电路的效率。从这方面看好像反射电压Vor设计的低一点电路效率会高些,这时变压器匝比会变小直接影响是对输出二极管的反向耐压要求高了,同时占空比也会变小这可能又会降低电路效率。
在前面的给定参数中输入波动电压30V,输出纹波120mV是提前给定的,波动越小电源性能越好但成本会增加,如何确定这两个参数大概需要综合损耗分析和成本分析,另外还要考虑各参数对动态特性的影响,看来一个好的电源设计对综合性要求很高。

gxg1122
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  1. 2016-1-26 09:29:21
 
楼主能贴出源代码 吗  学习学习
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  1. 2016-1-26 13:50:11
 
这个问题容我考虑考虑
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  1. 2016-1-26 13:45:09
 
变压器设计功能
在完成电路设计后下一步要进行变压器设计,通过把所以公式整合到一起后发现变压器的设计变的简单了。用论坛中的一个实例做分析:
输入电压:195~265V
输出电压:32V
输出电流:1.9A
开关频率:132KHz
效率:80%
第一步计算电路参数如下:
                                              860W电源电路参数
这个参数是按低压临界模式设计得到的,当输入为265VMOS管的Vds=553V余量足够。在调整输入电压参数时发现当输入为低压195V时电路工作于临界模式计算所需Ap=0.35cm^2,当输入为高压265V时电路工作于断续模式计算所需Ap=0.48cm^2,这大概意味着高压断续模式时需要的变压器体个头更大。
第二步,完成电路参数设计后切换到变压器设计界面如下
                                                960W电源变压器设计参数
在论坛中发现多个版本的Ap算法这里选用了三种,通过界面中的Ap法选择器来选择,其它参数的设置步骤如下:
1)  设置最大慈通密度Bm=0.21,最大电流密度Jm=400,窗口系数0.4,参数设置好后Ap值自动计算出来,这里Ap=0.48
2)  选取Ap>=0.48的磁芯,这里选PQ25/26,参数:Ap=0.9971,Ae=118,Aw=84.5,Al=5250,Pt=195W,将相关参数输入到变压器设计界面中。
3)  调节初级匝数观察磁通密度B和电流密度J的变化已期达到理想效果。
这里将初级匝数Np设置为30匝,电路高压满载时的实际磁通密度B=0.13实际电流密度为262.65。低压满载时的实际磁通密度B=0.131实际电流J=262.65高低压的变化不大。

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  1. 2016-1-26 14:57:23
 
1开始逐渐增加初级匝数,当Np=19B=0.205J=166Np=19既为最小匝数此时磁芯临近饱和而导线余量比较大。当Np=45B=0.086J=394Np=45既为最大匝数此时导线接近电流上限而磁芯余量比较大。当Np=32B=0.122J=280两个值均比较低,见下图10
                                                                       10 不同匝数下的磁芯参数
设置匝数在19~45之间的变压器都可以使用,但如果匝数太少磁芯损耗大如果匝数太多导线损耗大,有资料说当铁损(磁损)等于铜损(导线损耗)时总的损耗最低,或许这可以作为设置最佳匝数的依据。这个问题先留着到损耗分析时再探讨。

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  1. 2016-1-27 10:02:43
 
简单介绍下设计思路,这里方法并不是很重要用Labview软件只是界面清爽些。
首先把所有的计算公式放在一起构成一个多元一次方程组,电源的设计可以看成是对这个多元一次方程组的求解过程。在这个方程组中未知数量大于方程组量其结果是得不到确定的解,要解这个方程组就需提前设定几个未知量,比如我们先设定开关频率、占空比或反射电压等等。
因提前设定的量不一定合理最终得到的结果可能不满足要求,这样需再重新设定直到得到满意的答案。这种反复求解验证过程应当是诚博国际设计中比较合理的步骤,只不过经过多年的实践验证我们有了“一般”取值,将这些“一般”值代入方程后一般直接就能得到较满意的结果。但如果条件改变了如输入电压100~500VMOS管耐压1000V等等这些“一般”值就不一定适用了。
这种反复计算验证的过程是繁琐的,得益于计算机的辅助计算功能只要把公式输入进去就能得到答案,当然公式要提前处理一下就是要先消元,尽量减少公式中的未知量同时让各个未知量之间建立起联系。经过这样处理后的结果是只要调节一个未知量参数就能看到相关的其它未知量的变化,再加上一些约束条件就可以轻松得到合理的参数。
如果有足够的方程组,比如再加上损耗分析方程组、成本分析方程组等,我们就有可能得到这个方程组唯一的解,也就是最合理的设计。(这里只能用合理,因要求不同有的要求效率高有的求成本低)

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  1. 2016-1-27 10:33:34
 
这里公式方程就比较重要了,没有准确的方程是得不到准确的结果的,论坛中这方面的资料很多有的采用的是近似法有的公式则很准确,还有些略有差异主要是公式中的系数有所不同,不同波形或者不同模式下的系数不一吧这个有待探讨。关于反激中RCD吸收电路的设计好像介绍的比较少,在这里跟大家探讨一下。
RCD吸收电路方程:
RCD吸收公式
这个公式可在百度中搜索“反激RCD钳位计算”

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  1. 2016-1-27 12:05:13
 
百度中的那篇文章用的是能量守恒法推导出的这个公式,我们换个角度从电路上来推导。
                                                                     11  RCD吸收等效电路
11中(1)是在MOS开关Toff时反射电压的方向,在反射电压Vor维持的期间可以等效为图(2),将图(2)等效变化后得到图(3),图(3)这个电路是一个典型的Boost电路,其中的漏感Lk作为其升压电感,这样RCD吸收电路就可以当成一个工作于非典型模式下的Boost电路来分析。
                                                        12 RCD漏感上的非典型电流波形
在开关的Ton期间漏感中的电流受主电感限制其波形为主电感Lm的电流波形,在开关Toff期间电路才进入Boost模式,所以这是个工作于非典型模式的的Boost电路。
本帖最后由 boy59 于 2016-1-27 14:07 编辑

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  1. 2016-1-27 14:09:27
 
漏感中存储的能量少在很短的时间内就能将能量释放完,如图12所示toff’时间要小于Toff时间,这个非典型Boost电路是工作于断续模式的,推导过程参考图11和图12
第一步toff’推导 (Uc-Vor)/Lk*toff’=Ipk        toff’=Ipk*Lk/(Uc-Vor)
第二步漏感储能推导 Wk=1/2*Lk*Ipk^2*toff’
第三步电阻耗能推导 Wr=Uc^2/Rc*T
漏感储能最终是被电阻消耗的所以Wk=Wr,三个方程合并后最终得到的方程为:
Rc=2*Uc*Uc-Vor/(Lr *Ipk^2*f)
电容可以用电荷量的变换来推导,电容上的波动电压等效值为Uc我在前面叫它钳位电压不知道是否准确,推导如下:
负载Rc消耗的电荷Qr=i*T=Uc/Rc*T
电容Cc变化的电荷Qc=U*C
消耗的电荷等于变化的电荷既Qr=Qc,最终得到的方程为:
C=Uc /(U *Rc*f)

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  1. 2016-1-28 11:43:54
 
Bode图功能
  环路方面的知识以前没有太重视直到最近才产生了兴趣,对电路拓扑的分析通常只需一个开关周期,如伏妙平衡、输入输出能量守恒等。这种单周期分析法也称时域分析但有个前提条件就是电路要处于稳态,如果电路处于非稳状态时(既动态)时域分析就无能为力了,这时就要用到频域分析了。频域分析和时域分析是两种截然不同的分析法,这次编这个软件的主要目的是来学环路设计的,望各位大侠们不吝赐教。

                                                     13-1  RC幅频特性和相频特性图
先从简单的入手实现一个RC电路的特性Bode图,另外在右侧增加了一个S域波形图,形象一些更容易加深理解。
                                                      图13-2  LR幅频特性和相频特性图
                                                     图13-3 典型二阶双极点bode图
本帖最后由 boy59 于 2016-2-23 08:38 编辑

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  1. 2016-1-28 21:07:32
 

                              13-4 时域动态特性
本帖最后由 boy59 于 2016-2-23 08:38 编辑

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  1. 2016-2-23 08:44:44
 
一般先要知道功率级的传递函数,再根据期望的传递函数(总开环传递函数)去设计补偿电路传递函数。
根据控制方式的不同反激的功率级分为电流模式和电压模式两种,参考《环球电源讲义》首先是电流模式的传递函数的诚博国际对比,参考资料 环路反馈 环路反馈.pdf (850.82 KB, 下载次数: 374)
                                图13-5 反激电流模式传递函数及诚博国际Bode图对比
13-5中上面的两个传递函数右边的为代入已知条件后的简化传递函数,右边的Bode图就是以此传递函数绘制的。对比左右两张Bode图(左边蓝色曲线为功率级曲线)发现在曲线的后半段差别较大,这个问题纠结了好几天一度怀疑自己的Bode图绘制算法有误,后诚博国际了另一份资料 诚博国际环路控制(初级篇) 开关诚博国际环路设计(初级篇).pdf (1.08 MB, 下载次数: 156) 中的Buck电路控制环路
                                 图13-6 Buck电路功率级传递函数及Bode图对比
                                   图13-7 Buck电路补偿环器传递函数及Bode图对比
                                    图13-8 总的开环传统函数
通过图13-6、图13-7、图13-8的对比可以看出这里所采用的Bode图绘制算法是没有问题的,其绘制的Bode图同资料中给的Bode图基本没差别。

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  1. 2016-2-23 08:52:25
 
反激相对于Buck电路多了一个右平面零点问题,这个右平面零点在绘制Bode图是否需要特殊处理?后又诚博国际了另一份资料 TOPSWITCH反激诚博国际环路设计.pdf (484.58 KB, 下载次数: 159) ,结果如下
                                 图13-9 TOPSWITH反激除补偿外的传递函数及Bode图对比
13-9中的传递函数包含了右平面零点,但诚博国际结果跟资料中的Bode图也基本没差别,至此已基本确认这里的Bode图绘制方法没有问题,那么《环球电源讲义》中传递函数和Bode图对应不上问题出在哪里?

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  1. 2016-2-23 09:32:27
 
有没有发觉不同IC的公式都不一样,如何找到个万能切入点呢?
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  1. 2016-2-23 09:39:20
 
不明白这二个参数,对应诚博国际的哪2个参数
1.jpg (46.6 KB, 下载次数: 27)
1.jpg
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  1. 2016-2-23 10:14:16
 
这是芯片内部参数影响增益吧,目前正准备学习这方面的知识。
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  1. 2016-2-23 10:14:58
 
观察图13-5中左边的Bode图,其频率在33K-100K之间曲线的变化类似双极点特性,尝试在原传递函数的基础上增加双极点函数后的诚博国际结果如下
                                     图13-10 增加双极点后的反激Bode图对比
后增加的双极点频率为80k,对比图13-10左边(蓝色曲线)和右边曲线,这两张Bode图已经非常接近了。但是这个80KHz是根据Bode图凑上去的并无理论依据,想要搞明白这个问题大概需要先研究一下功率级传递函数的推导过程。

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  1. 2016-2-23 10:29:51
 
能不能,用你那诚博国际自己得出 相位裕度 和增益。这样方便调整参数。比看图更快捷点
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  1. 2016-2-23 10:42:43
 
谢谢你的建议,这个功能还是比较容易实现的,在后续完善的时候会把这两个显示加上去。
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  1. 2016-2-25 16:17:29
 
在论坛中搜索到《环球电源讲义》中传递函数与Bode图对应不上的原因了,原作者(估计是CMG版)给的解释是这个传递函数在50KHz左右有个双极点,由于这个频率对带宽设计几乎没有影响所以没有提及,但Bode图是包含这个双极点的完整的幅相频曲线。对于这个双极点可参考资料 反激变换器设计小结(荨麻草).pdf (1.62 MB, 下载次数: 186)
其中的公式(3)就是那个忽略掉的双极点。

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  1. 2016-2-26 09:26:08
 
有一篇介绍傅里叶变化、频域、时域等的文章很不错
这篇文章对于我来说帮助很大,形象的波形比抽象的公式要容易理解的多。

何仙公
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  1. 2016-2-27 08:39:55
 
脑子立马变浆糊
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  1. 2016-2-27 09:43:32
 
不管用什么方法,明白就行
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  1. 2016-2-27 09:44:25
 
环路设计的初步功能如下
                                     图13-11 环路设计初步功能图
目前调试时还是觉得不太方便,需要一种更便捷的算法。

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  1. 2016-2-28 11:25:07
 
仿一个《环球电源讲义》的实例(参考资料:反馈环路)CCM电流模式反激输出电容为3*1000uF,每个电容ESR=130mΩ等效ESR=43mΩ,这个ESR内阻会在频率1.225k处引起一个零点如图13-12中的H(s)白色曲线。
                                  图13-12 ESR电阻单极点补偿
环路设计参数中Kmode中的KIC决定,Rsense是电流采样电阻,Kpwr中的Resr为输出电容等效ESRR3R4CTR与光耦和IC有关,输入电阻Rb的选取要考虑TL431的最小工作电流及功耗,一般小于18k左右,这里设置为5.1K
基本参数设置好后先将零点频率和极点频率设置的很大(极点频率要大于零点频率)这时可以从相频幅频图上看出补偿函数G(s)(红色曲线)是个单极点函数规律,而环路参数中电阻R2=0.2电容C2=0.5相当于短路和断路,去掉这个电阻和电容后电路也刚好是一个单极点补偿电路。
对于单极点补偿只需调节低频(10Hz)增益即可,这里低频增益设置为63dB,总开环相位余量67穿越频率约8k达到预期效果。
如果输出电容ESR电阻较小如资料中的30mΩ,等效ESR=10mΩ,这时如果仍然采用单极点补偿如下图13-13
                                   图13-13 ESR单极点补偿
需要将低频增益设置为74dB,而相位余量只有42偏小,74db增益换成后约等于5000偏高,对于小ESR的采用一类补偿不太合适。
根据资料中给的参数将零点频率设置为fz=1600极点频率设置为fp=fesr=5269,调节低频增益至65.3dB其结果如下图13-14
                                   图13-14 ESR二类补偿
上图中隐藏了功率级的波形,穿越频率为8000,相位余量65,这里截止增益不准确因功率函数中的那个双极点没有准确的描述。
原本想设计成输入相位余量和截止频率后直接算出零极点及相应电阻电容值,那样虽然方便但不够灵活,现在的这种方式可以随心所欲的控制曲线,如下面的例子
                                   图13-15 ESR补偿2
将低频增益设置为50dB通过调整fz=200fp=3600可得到图13-15中的效果,这个曲线相对于上面的几组曲线优点就是全程的相位余量都比较大,可以减少发生条件稳定的概率。

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  1. 2016-3-17 21:51:29
 
在调节零极点时发现一个规律,当增大极点时穿越频率和相位余量都增大,当增大零点时穿越频率减小而相位余量一般都增大。运用这个规律零极点的设置就简单了许多,仍然以图13-14ESR二类补偿为例,下图是在不同低频增益下实现8000Hz穿越频率65度相位余量的伯德图对比。
                                    图13-16 低频增益由30dB-75dB的伯德图
13-16中白色曲线为功率级曲线H(s),因在传递函数中这个曲线是不变的所以后面的图中将其隐藏。当低频增益低于30dB时穿越频率无法达到8000Hz,当低频增益高于75dB时穿越频率始终高于8000Hz。虽然这几张图都满足了在穿越频率处有65度的相位余量但在其它频段上显然低增益的相位余量更充裕更容易实现稳定。

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  1. 2016-3-17 23:07:13
 
保持低频增益40dB相位余量54度,不同穿越频率下的波形如下图
                                 图13-17 1k5k10k穿越频率伯德图

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  1. 2016-3-18 06:47:37
 
保持低频增益60dB穿越频率8000Hz不变,不同相位余量的波形如下
                   图13-18 相位余量分别为45556575的波形对比

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  1. 2016-4-15 23:19:28
 
电压模式的反激的功率级传递函数如下图
                                      图13-29 电压模式的功率级bode图及S域图
从图中看电压模式中有个双极点b最大相位角有150度超过了135度,如果避开这个双极点将穿越频率设置在600Hz以内则Ⅰ类补偿就可以不过带宽和低频增益都太低,所以这里采用Ⅲ类补偿比较合适。
                                        图13-30 电压模式的补偿级bode图及S域图
因功率级传递函数在600Hz处有个双极点所以补偿级在此频率处加两个零点补偿(双零点b),高频处再加入极点cd用于调节穿越频率,原极点a调节低频增益。
                                         图13-31 电压模式的开环bode图及S域图
上图为最终的开环传递函数结果,从S域图看增益曲线在双零点b处绕了个弯结果使后面曲线的相位都得到了提升,整个曲线都在左半平面并且d-e段有着不错的斜率经过穿越频率点。

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  1. 2016-4-10 18:52:52
 
上面的几组曲线都能使电路达到稳定但哪组的综合效果最好?穿越频率、相位余量、零极点、中频带宽、低频增益等这些参数该如何选取?
为了方便理解这些名词设想一个S域模型如下图
                    图13-19 S域模型
模型中x轴为实轴y轴为虚轴,x轴的负半轴(S域左半平面)等效一个电阻,x轴的正半轴(S域的右半平面)等效为一个电源,y轴的正半轴负半轴分别等效为电感和电容。实轴体现的是有功功率虚轴代表的是无功功率。
用一个二阶振荡系统C(s)/R(s)=10*ω^2/(s^2+2ζ*ω*s+ω^2)(这个系统相对于典型二阶系统多乘了一个10倍)来分析这个模型的用法。
ζ——阻尼比
ω——无阻尼自振频率
第一种情况,假设初始状态电容中充满电荷,运行方向为顺时针旋转,电容经电阻将能量传递给电感下一阶段电感中的能量经电阻回传给电容如此反复直到能量消耗完毕。这是典型的欠阻尼振荡0<ζ<1
                                   图13-20 欠阻尼二阶振荡S
13-20中分别为频域bode图、S域空间图、时域动态图,这里的S域图是由bode图转换来的是不同角度的增益与相位统一的bode图,个人觉得更像是空间方位图。S域中起点是ay轴的负半周开始(电容轴)经过b点(双极点,相位-90度)到达c点(穿越频率点同S域原点重合),从原点到曲线上点的半径为模(增益)与y轴负半轴的夹角为相角。
如何从S域分析动态特性?从图形上看就是要降低abc曲线相对于x轴的对称性从而增大相位余量,从阻尼系数ζ=1/2*R*sqrt(C/L)上看就是增大阻值R或者增大电容/电感的比同样也是改变对称性,见下图不同ζ系数的结果。
                                图13-21 大阻尼系数的欠阻尼二阶S

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  1. 2016-4-10 20:12:35
 
第二种情况,临界阻尼ζ=1
                                              图13-22 临界阻尼二阶S
第三种情况,过阻尼ζ>1
                                              图13-23 过阻尼二阶S
从变化趋势看阻尼系数、相位余量越大电路越容易稳定但动态响应越慢,在频域分析中一般将相位余量设置在45-65之间以兼容稳定与动态响应,那么如果相位余量为45-65度之间是否可以说电路的动态和稳定性都比较理想?这个问题在后面的分析中或许可以证明。

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  1. 2016-4-10 21:34:36
 
第四种情况,无阻尼ζ=0
                                             图 13-24 无阻尼二阶S
这属于比较特殊的一直欠阻尼情况,增益轨迹只在y虚轴上运动,在这种理想情况下LC谐振腔内无电阻无损耗震荡会一直持续下去。
第五种情况,周期震荡
前面的四种情况增益轨迹都是在S域的左半平面或者在虚轴上,这些情况下电路最终都会达到稳定不同的只是时间快慢(第四种无阻尼在现实电路中是不存在的)。如果增益轨迹出现在S域的右半平面,分析图13-19S域模型在右半平面等效为一个电源其会对电容或者电感充电起到增幅震荡的作用,当其与左半平面的电阻所消耗的能量平衡时电路将以一个稳定的振幅做周期震荡,这种情况一般在设计周期震荡电路时才需考虑。
第六种情况,条件稳定
如果增益轨迹出现在右半平面后又绕回左半平面(在bode图中表现为在穿越频率前某一段相移超过180度)这种情况就称作条件稳定。假设由负载突变引起扰动,经傅里叶分解得到一系列周期波,这些波长的频谱是不连续的那么就有可能不包含出现在右半平面的频率电路最终也会稳定。这种稳定是不可靠的,用下面的小球来描述更容易理解。
                     图13-25 条件稳定图示
图中位置4是最终的稳定点,第一种情况小球初速度比较慢,小球沿着轨迹1运动最终到达位置4形成稳定。情况2小球初速度比较高,小球沿着轨迹2运动最终也可以达到位置4形成稳定。情况3小球中速运动,这时小球的运动轨迹为3到达一个相对稳定点而无法达到最终稳定点,如果在小球的初速度中不包含情况3中的轨迹3那么这种情况就形成条件稳定。

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  1. 2016-4-12 07:41:17
 
将图13-14的例子用S域来分析,首先是功率级bode图及S域图
                                        图13-26 功率级bode图及S域图
13-26中起点a相移接近0度在S域上接近y轴的负半轴,极点b相移45度极点也是转折点在S域中表现为在该极点处增益轨迹顺时针旋转,效果是相角滞后使增益轨迹向穿越点靠近,双极点就是转两次转的角度更大一些。穿越点即穿越频率,穿越这个词很形象其就如同黑洞一般从左边看有进无出从右边看特性完全不一样了(穿越到另一时空?)。模值即为增益,图中的最大增益为25dbS域中可以直观的看出这个功率级传递函数增益较小。补偿函数的bode图和S域图如下。
                                        图13-27 补偿级bode及传S域函数
在上一个功率级S域中我们已经知道极点是使增益曲线顺时针旋转向穿越点逼近,零点正好相反在零点处增益轨迹逆时针旋转,效果为相角超前使增益轨迹远离穿越点(这个可以解释为何零极点一般要成对增加)。图中采用的是Ⅱ类补偿有个原极点所以起点滞后90度从x轴的负半轴开始。这里低频增益设置为60db用来提升最终的开环传递函数的增益。将功率级同补偿级合成就构成了最终的开环传递函数,见下图。
                                       图13-28 开环bode图及S域图
开环特性是最终我们判定一个环路是否稳定可靠的依据,从图13-28中或许可以解释一些关于环路方面的疑惑。

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  1. 2016-4-12 21:43:50
 
13-28S域中曲线a-b-c-d是一条用频率变化来描述的曲线(从a起点10Hz变化到d穿越点8KHz),a点到d点的距离rad就是a点的模值(增益db),曲线a-b-c-d的周长体现带宽。
参考图13-19S域模型,其左半平面的物理意义是一个RLC电路是一直在消耗能量其最终结果必然会稳定,所以设计开环bode图时只要使增益轨迹都在左半平面那么这个电路就是稳定的。右平面零点右平面极点都是不允许存在于增益轨迹上,反激电路中的右平面零点是通过将其设置在穿越频率后来处理的。
模值rad代表的是低频增益可以调节负载调整率,从图中看如果增加低频增益后只需再调整一下b极点的位置而原相位余量可以保持不变,低频增益增大后可使曲线周长变长也就是带宽变宽这是有益的,但低频增益过大的话环路中某器件可能会超出工作上限,另外观察图13-16随着低频增益的变大极点b可能会进入到右平面再返回形成条件稳定。在以往的bode图资料描述中有一段以-40db下降的曲线,这段曲线就是由这个极点引起的,这个-40db(-2斜率)的曲线可以提升低频段增益,其原因在这S域中可以看到比较清楚。
极点b使增益曲线顺时针旋转向穿越点靠近,如果没有这个极点增益曲线直接就进入到了右平面。零点c使增益曲线逆时针旋转,如果没有这个零点增益曲线bd段要非常的靠近y轴的正半轴才能达到穿越点,这种情况极易进入到右半平面是不稳定的所以加入一个零点使bc段离开y正虚轴一段距离。在bode图中要以-20db(斜率-1)穿过穿越频率原因大概就在于此。

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  1. 2016-4-12 22:37:08
 
诚博国际中的Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ类补偿该如何选择,Ⅰ类补偿自身相位滞后90度适用于相角<45度的电路如电流模式的大ESR电容的电源,Ⅱ类补偿自身相位滞后0-90度适用于相角<135度的电路如电流模式、电压模式等电源,Ⅲ类补偿自身相位可超前90度适用于相角<225度的电路如LLC等几乎所有的电源,Ⅲ类>Ⅱ类>Ⅰ类向下兼容。这里似乎有个规律效率越高的电路其相位余量越小越难控制,另外一个合适的控制方式可以降低对补偿环路的要求比如电流模式可使相位余量多90度,如果LLC电路也用电流模式来控制是否意味着其相角可以<135度从而可选用Ⅱ类电路来补偿,再如果LLC换一种更优秀的控制方式或许Ⅰ类补偿就能使其稳定。是否可以有Ⅳ类、Ⅴ类补偿应用于更复杂的系统,这类在S域中来进行设计估计会容易些。

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  1. 2016-4-17 08:07:27
 
分析电路的传递函数时一般都只用到二阶而实际的电路往往为多阶函数,下图是模拟的一个四阶传递函数bode图和S域图
                                      图13-32 模拟四阶功率级bode图及S域图
在这个图中四阶函数的表现为两个不重叠的双极点,如果把穿越频率设置在第二个双极点前那么这个传递函数就可以当成是二阶函数来处理了,这大概是为何可以用二阶函数来分析电路的原因。

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  1. 2016-4-17 15:40:16
 
如果一个电路非常的高效(比如LLC电路)那么其补偿电路及补偿后的效果又如何呢?在图13-29的基础上将阻尼系数降低得到如下一个新的功率级bodeS域图(实际诚博国际用的是三阶函数,从图形上看同二阶差别很小)。
                                           13-33 高效率电路的功率级bodeS域图
补偿电路仍然采用Ⅲ类补偿,参数略作调整。
                                            13-34 高效率电路的补偿级bode图及S域图
补偿后的结果为
                                            13-35 高效率电路的开环级bode图及S域图
13-35中的S域图中c点和d点同右半平面距离近似相同可认为这是最佳状态,如果补偿级的零点(双零点可不重合,可单独设置)设置的偏左其会造成相位补偿过量,如下图
                                           13-36 高效率电路相位补偿过量
13-36c点已经跑到右半平面了形成了条件稳定,整体来说是不可靠的。
如果补偿级零点设置的偏右其会造成相位补偿不足,如下图
                                            13-37 高效率电路相位补偿不足
13-37d点跑的了右半平面形成条件稳定,最终也是不可靠的。
从这里可以看出对于高效率电路其可用的补偿参数范围非常窄,效率越高越窄,而对于前面的非高效电路要满足环路稳定可选的参数很多,在一定范围内或许随便一个参数都能满足要求。补偿参数范围窄这大概是LLC之类高效电路环路难设计的原因之一吧?
13-35中如果想提高稳定度(加大cd点同右半平面的距离)可通过降低补偿级的低频增益来实现。

isayan
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  1. 2016-5-14 12:57:46
 
高人!!佩服!!!
isayan
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  1. 2016-5-14 13:00:05
 
不知道楼主有没有想过把这些分成模组。做成傻瓜式的诚博国际诚博国际工具呢?
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  1. 2016-5-14 22:09:51
 
目前对诚博国际设计理解的还不是很透彻,或许将来有机会了可以试一下。
edgaogao
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  1. 2016-5-16 16:31:42
 
支持,好好学习
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  1. 2016-5-17 07:06:43
 
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  1. 2016-5-21 15:21:30
 
楼主很有想法啊,赞一个,不过楼主分享的是LABVIEW前面板的内容,不知是否介意将后面板实际实现的连接关系分享一下呢,谢谢了!
xiaoxie1118
  1. xiaoxie1118
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  1. 2016-5-21 15:21:50
 
楼主很有想法啊,赞一个,不过楼主分享的是LABVIEW前面板的内容,不知是否介意将后面板实际实现的连接关系分享一下呢,谢谢了!
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  1. 2016-5-23 09:07:30
 
这个没什么问题,后面就是一堆的公式,到时我整理成方框图会容易看些。
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  1. 2016-5-26 16:26:37
 
楼主很棒,TKS
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  1. 2016-6-28 16:27:34
 
好厉害,越来越觉得 自己好渺小,完全不懂电源了。
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  1. 2016-7-12 13:42:02
 
厉害收藏了
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  1. 2016-12-7 11:36:15
 
太厉害了!
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  1. 2016-12-9 08:47:26
 
LABVIEW做电源建模.......这个想法好牛逼,赞一个
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  1. 2016-12-9 13:40:27
 
好东西,收藏。
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  1. 2017-1-9 22:07:34
 
软件已上传,界面如下图
                14-1-1 电路设计界面说明
此软件的参数设置同通常的电源设计方法相同,界面中部分元器件参数旁有个小方块点击后表示参数锁定,右下角有两个按键Ulock AllLock All可以用来同时全部锁定或全部解锁。
因这里面的参数都是相互关联的,改变一个参数就会引起其它参数的变化所以在参数设置好之后要将“元件”参数锁定,这时改变电参数(如电压、功率、效率等)就能够得到电路在不同工况下的工作情况。
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  1. 2017-1-9 22:36:27
 
以图14-1-1为例,图中给定了一些设计目标参数比如输入、输出电压、功率、频率、占空比、波动等,但要达到目标参数有些元件参数是无法实现的,比如匝比、电容、电阻取值并不是随意的,这时可将元件参数锁定后修改为可实现的值。
           14-1-2 元件参数锁定并取整
如上图当元件参数锁定并设置好后,电路中的电参数会相应的发生变化反映的是电路实际工作状况。

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  1. 2017-1-9 22:48:14
 
这个软件可以很方便的验证参数设计的是否合理,比如在元件锁定的情况下改变输入电压(可高低压切换,也可直接输入),将输入电压切换至260V高压。
                  14-1-3 高压输入工况
如上图高压输入时MOS管的Vds=543V<600V,输出二极管反向电压252V
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  1. 2017-1-9 22:56:11
 
再比如可以改变输出功率从而找到临界模式时的功率。
                    14-1-4 临界功率
如上图当输出功率为57.5W时电路刚好达到临界状态(深度系数K=0)。

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  1. 2017-1-10 16:19:14
 
电路设计功能后面的公式及流程如下
                                    表14-1-5 电路设计功能的公式方程组
这个软件实现的功能就是解这个方程组(水平有限,上述公式如有错误烦请指正)。
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  1. 2017-1-15 15:00:04
 
上述公式中要注意深度系数k值的定义,因在有的资料中深度系数定义为Krp与这里的k值定义相反既Krp=1-k。这里的k值定义如下图
                                     图14-1-6 公式中k值定义
断续模式中实际电流波形不存在负值,这里用虚线表示,断续模式的k值为负值,K值的整个取值范围为1到-1。
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  1. 2017-1-9 22:33:12
 
厉害
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  1. 2017-1-10 00:52:17
 
楼主是否有用专门的LabVIEW诚博国际工具包?
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  1. 2017-1-10 08:44:01
 
没用到专用的诚博国际工具,这个软件是通过解方程组实现的,下面的诚博国际波形也是根据方程描绘出来的是比较接近真实波形的。
方程组还在整理中……
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  1. 2017-1-14 17:17:00
 
一个反激电源按下图参数进行设置同时将Saber诚博国际软件也按此参数设置,将两款软件的结果进行对比诚博国际
                                 图14-2-1  用于诚博国际对比的参数设置

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  1. 2017-1-14 17:38:25
 
首先是输入188uF电容上的波形对比,下图分别为同功率下110V输入和220V输入时的诚博国际波形对比。
                                图14-2-2 输入电容上的波形对比
如上图14-2-2用公式法描绘的输入曲线同Saber软件的诚博国际结果一致,可证明所使用的输入电容计算公式是准确的。

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  1. 2017-1-14 18:05:17
 
其次对连续、临界、断续三种模式下的电流进行对比
                               图14-2-3 电感电流对比
上图是在负载、占空比完全相同的情况下得到的诚博国际结果。
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  1. 2017-1-14 18:26:37
 
再次、低压输入时连续、临界、断续模式下的Vds电压对比
                                图14-2-4-1 低压输入三种模式Vds电压对比
满载高压输入时的Vds电压对比如下
      14-2-4-2 满载高压输入时Vds波形对比
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  1. 2017-1-14 18:44:53
 
最后通常输出纹波的对比验证输出电容的计算公式
                                图14-2-5 高、低压输入时的纹波对比

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  1. 2017-1-19 10:28:49
 
关于用AP法公式算变压器感觉不太靠谱,在一些资料中也有所反映,举一个例子一个60W的反激f=100KHz,D=0.5,Bm=0.25T,Krp=0.7 算得AP=0.48(cm^4),查表磁芯EI28的AP=0.58cm^4比较接近,考虑到损耗选择EI30磁芯AP=0.91cm^4。
第一个问题在用AP算法用的是视在功率已经把损耗考虑进去了为何还要再次考虑损耗?
第二个问题即便再次考虑损耗所选的磁芯与计算的磁芯相差也太大了(本例中实际选用的是EI33磁芯 AP=1.58cm^4)。
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  1. 2017-1-19 10:53:15
 
AP算法分解开来可简化认为是磁芯中的最大磁通密度B和导线中最大电流I的乘积,但磁芯的B和导线的I的乘积并不能直接反映出磁芯的储能及电感量的关系,从公式上推导AP法的公式应当是AP=Po*L*k/(J*Bm*f)的关系,如下图所示
                                  图14-3-1 同AP值下的功率和电感的关系
如上图在同一AP值下磁芯处理的功率越大所能实现的电感值就越低,在处理相同的功率Po时如果电感设计为Lm1则选用AP1就可以了,如果电感设计为Lm2则需AP3,在常见的AP算法中并没有体现出电感的影响因而会出现算出来的是AP1实际需求是AP3的情况。

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  1. 2017-2-7 16:43:11
 
如何进入下一步软件。
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  1. 2017-2-12 21:07:58
 
下一步软件没完善还没开放
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  1. 2017-2-13 08:24:11
 
我指的是进入变压器设计、环路设计,谢谢!

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  1. 2017-2-13 08:42:57
 
变压器设计和环路设计也还在完善中……
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  1. 2017-2-14 14:58:02
 
由基本公式推导出的带电感参数的Ap算法如下
                                 
下面的表格是EE磁芯的参数及根据上述公式计算得出的不同模式下的Ap值
                                           表14-3-2 EE磁芯对照表
表14-3-2中蓝色的Ap为手册数据,红色的Ap(k=0)为临界模式时计算的Ap值,Ap(k=0.7)为连续模式k=0.7时计算的Ap值。
如表所示连续模式时的Ap值要大于临界模式的Ap值,随着功率增大计算的Ap值偏差会变大,手册上的Ap值估计是考虑了温升而设置的(如表中计算的温升近似相等),所以在计算Ap值时或许应同时考虑功率和温升问题最终选择Ap值大的那一个。

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  1. 2017-2-14 15:40:20
 
PQ磁芯的参数及根据公式计算的Ap值对照如下
                              
                                            表14-3-3 PQ磁芯对照表

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  1. 2017-2-15 11:54:01
 
下一步是磁芯选择,原则是磁芯的Ap值要大于等于计算得到的Ap值,软件中增加了磁芯参数表以为方便查询和调用。
                              
图14-3-5 磁芯数据表
点击磁芯选择按钮(图中红圈处)则弹出磁芯数据表窗口,通过双击导入需要的磁芯参数,软件仍然保留手动输入功能。
选好磁芯后要进行匝数的选择,不同匝数下磁场强度和电流密度的变化趋势图如下
           图14-3-5 磁通密度、电流密度与匝数的关系
如图匝数的选择范围约在26-50匝之间,在此范围内都能满足变压器的设计要求不过要注意开气隙的范围,如果气隙范围超过了0.1-2mm之间则软件会闪烁提醒。

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  1. 2017-2-16 21:56:33
 
软件版本更新到Rev06发布变压器设计功能。
         14-4-1 变压器设计功能界面

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  1. 2017-2-17 10:05:11
 
变压器设计功能的使用方法:
1、        预设磁通密度(默认0.2T)、电流密度(默认400A/mm^2)、窗口系数(默认0.4),半匝使能选项。
2、        结合电路设计功能的参数软件自动计算出变压器所需的最小Ap值,点击磁芯选择按钮从弹出的磁芯数据表中选择符合要求的磁芯或手动输入Aw、Ae、Al这三个参数。
3、        设置初级匝数,一般选取的磁芯都会留余量那么初级匝数就会有多个可选值如下图
            
                              
                     图14-4-2 初级匝数参考曲线
图14-4-2显示不同匝数下磁通密度和电流密度的变化曲线,损耗跟密度成比例关系,最佳匝数值或许要通过损耗分析得到。
软件自动计算出开气隙大小,如果范围超过0.1-2mm则闪烁报警。
4、        选择初次级导线
根据趋肤深度选最小线径,最小线径为两倍趋肤深度=0.518mm查询下图AWG线径查询曲线。
                      图14-4-3  AWG线径查询曲线
从曲线中可以查出0.518mm线径对应的线号在24AWG左右为最小线号(参考电流Y轴范围可修改)。从24AWG依此增加线号使导线股数接近整数,结果如下:
                           图14-4-4 线径、股数计算结果
如上图初级导线选24AWG1,次级导线选34AWG4。
图14-4-3的曲线是根据下图描述得到的。
                                   图14-4-5  AWG线规表

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  1. 2017-2-21 17:25:51
 
软件更新至Rev08版本,增加了变压器绕组设计。
                              
                       图14-4-5 Rev08版变压器设计界面
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  1. 2017-2-21 17:49:02
 
双击变压器图形,弹出变压器结构设计窗口如下图
                              
                                  图14-4-6 变压器绕组设计功能界面
根据所选磁芯选择适合的骨架并输入骨架的高和宽参数,紧密系数跟工艺有关默认为1,辅助绕组的输出电压默认为9,导线绝缘等级默认2UEW。图中的黄色表示绝缘胶带(或其它)总和默认厚度0.5mm,绿色表示初级绕组、蓝色表示次级绕组、红色表示辅助绕组,采用归一化处理既无论采用的是三明治还是多明治绕法初级都统一看待,次级亦然。

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  1. 2017-2-21 18:15:49
 
这里的开关频率为100KHz所以最小线号只能选26AWG,图14-4-6中初级的股数范围为2.6~3.9选择3股,选择2UEW等级的漆包线计算出次级为3.1608层,这个层数不是很理想所以重新选择线号和股数见下图
                              
                                   图14-4-7 修正后的线号股数
图14-4-7中初、次级的层数都接近并小于整数,有助于提高变压器的性能。
如果没有找到恰当的线号和股数匹配可以回到变压器设计界面重新设置一个初级匝数Np再进行匹配。

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  1. 2017-2-22 11:59:56
 
接下来准备对变压器设计功能进行理论验证,首先对比下图在不同资料中关于深度系数的描述。
                              
                        图14-4-8 不同波动系数与深度系数K的关系

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  1. 2017-2-22 13:38:21
 
验证过程是保持功率不变(参数不锁定)修改深度系数k从0到1变化,根据软件计算出的Ap值绘制出下表。
                              
                             图14-4-9 Ap值与电流纹波率关系图
上图中是以电流纹波率r作为x轴Ap归一化作为Y轴(*归一化是将各自的值在r=0.4处归一处理),可以看出选择不同的工作模式对变压器的功率要求是不一样的而且是非线性关系的。

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  1. 2017-2-22 14:00:11
 
图14-4-9的曲线同《精通诚博国际设计》(第二版)第49页的图很接近,下面做一对比。
                              
                           图14-4-10 精通第二版与软件计算的Ap、r曲线对比
上图可以验证软件中的Ap算法同深度系数k之间的关系基本是正确的,因采用的是归一化处理计算出的Ap值同实际需求的Ap值之间的比例是否为1还需进一步验证。

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  1. 2017-2-22 14:53:15
 
接下来验证一下磁芯PQ26/25 在100KHz、Bm=0.2T、Jm=400A/cm^2条件下不同深度系数k值所能输出的最大功率如下图。
                              
                     图14-4-11 PQ26/25 输出功率与深度系数k的关系
比较意外的是二者之间成线性关系,其实在一些公式中也发现如果用深度系数k替代电流纹波r或电流波动系数krp公式将变的更简洁。
通常的Ap法算不准应当是没有考虑到深度系数k的影响(或者称波形系数)。

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  1. 2017-2-22 16:58:58
 
列举《精通诚博国际设计》(第二版)第88页实例(7)反激设计
一个74W通用输入(90~270VAC)反激变换器,两组输出分别为5V/10A和12V/2A。假设开关频率150KHz,设计一个合适的变压器,用性价比高的额定值为600V的MOSFET。(  Bm=0.2T,Jm=500A/cm^2,效率0.7)
在锁定状态下代入书中给定的参数如输入电容330uF、初级电感Lp=636uH、匝比n=22.86等,得出的结果有两处略有争议。
1、        深度系数k ,书中设定的电流纹波r=0.5换算成深度系数k=0.6,软件计算出的结果为k=0.675。如果将效率设置为1则计算的深度系数k=0.6,这个问题不知是不是作者忘记考虑效率因素的影响了,有待探讨。
2、        占空比,书中设置的占空比为0.559,软件计算的占空比为0.54937。这个问题跟输入电容值有关,书中的电容是按3uF/W取值的并不精准,如果占空比为0.559则所需的电容实为268uF(公式中未考虑ESR的影响)。

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  1. 2017-2-22 17:14:35
 
进入第二步变压器设计如下图
                              
图14-4-12 74W反激变压器设计
计算的Ap=0.78966选择EI30 Ap=0.8207,初级匝数范围为45.5-46.8选择46匝。有争议的地方是书中给的线号是27AWG直径要略大于两倍趋肤深度,这里是否选28AWG更合适?

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  1. 2017-2-22 17:46:08
 
接下来第三步绕组验证如下图
                              
图14-4-13 74W反激绕组设计
先遵循作者原设计初级采用27AWG3,次级因为书中的是两路输出所以无法做参考,理论上初级和次级的高度是一样的(骨架参数是估算的)。通过这个绕组设计功能可以大概估算出设计的绕组是否合理。

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  1. 2017-2-22 17:47:00
 
上图14-4-13所采用的绕组参数中趋肤深度和初级电流密度都超过了限定值,如果实物变压器确实如图中所示还有空间的话可以进行绕组优化,见下图。
                              
                                 图14-4-14 74W反激绕组优化
初级采用28AWG4,初级电流密度小于500A/cm^2,初级层数接近并小于5层。
次级采用28AWG91,次级电流密度小于500A/cm^2,次级层数接近并小于5层。
(空间允许的话次级的股数可以大于91股)
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  1. 2017-2-23 18:06:34
 
参考《精通诚博国际设计》修正了Ap算法后得出的结果对比如下。
                              
                      图14-4-15 Ap与电流纹波率r的关系曲线对比
接下来准备探讨这个Ap算法公式,期望能通过公式推导证明这里所采用的波形系数是正确合理的。

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  1. 2017-2-25 11:27:22
 
Ap算法有两个公式,一个是简化近似版
图14-4-10 是软件采用这个公式绘制出来的。
较精确版公式如下
图14-4-15 是软件采用此公式绘制出来的。
公式的推导过程见1楼附件 Ap算法(改进版),这个Ap算法用多个设计实例验证过,准确度很高。
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  1. 2017-2-20 17:29:06
 
计算出的Vds电压,二极管反压明显不对。

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  1. 2017-2-20 20:03:31
 
可否给个正确的参数让我验证一下?
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  1. 2017-2-21 08:44:14
 
就按你软件默认的设置,Vds=265*1.414+(12+0.6)*8=475V。而你软件显示才299V
R[SO1_7_1H`ZE%S]%~4~SQU.png (79.71 KB, 下载次数: 8)
R[SO1_7_1H`ZE%S]%~4~SQU.png
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  1. 2017-2-21 09:12:30
 
默认的软件界面是低电压输入时的参数,Vds电压和输出二极管反向耐压在高输入压时最大,使用软件时先点击Lock All锁定参数后再将输入电压切换至265V界面如下:

输入265V时的Vds=545V  二极管反压=58V。 电路设计界面的参数和saber诚博国际软件做过对比结果很接近,不过目前还没代入寄生参数、损耗等方程所以跟实际电路会有一些差异。
ashima224
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  1. 2017-2-21 09:30:50
 
明白了,你是在低压时设计好参数后。需要全部参数锁定,然后切换到高压

boy59
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  1. 2017-2-21 17:15:41
 
是这样子的,锁定的是物理元件比如电容、电感、电阻等,这时可以任意改变输入电压、输出功率等从而观察电路的电参数变化并验证物理参数设计的是否合理。
拉普兰德
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  1. 2017-2-23 17:28:08
 
楼主你软件后面三项功能都没法用啊 环路损耗优化。
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  1. 2017-2-23 18:03:54
 
那三个功能还没完成,这软件是一边学习一边写,基础比较差所以进度有点慢。诸位如果能提供点文档资料、技术支持啥的可能会快一些。
boy59
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  1. 2017-2-26 12:09:29
 
关于变压器的最低损耗是否发生在铜损=铁损时,用软件模拟几组数据来验证一下。验证过程中假设变压器是可以根据需求定制的,没有饱和的问题。
所使用的损耗公式:Pcore=Ve*k*f^a*(△B/2)^b   ,  Pcu=Irms^2*Np*MlT*31.6Ω/mm*10^-6 。
                              
                              图14-5-1 变压器损耗与匝数Np的关系曲线
如图14-5-1逐渐增大初级匝数Np,磁芯损耗减小导线损耗增大,由于磁损是非线性变化的总的损耗最小值并不是发生在Pcore=Pcu时刻。
匝数Np起调节磁损、铜损比例用的,如果选用的变压器曲线同图中相似则设计变压器时可让铜损比例大一些,譬如将电流密度设置为Jm>=500A/Cm^2。

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  1. 2017-2-26 12:33:18
 
在《精通诚博国际设计》中作者多次提到电流纹波率r(本软件中采用的是深度系数k),下面的表格反映的是深度系数k从0~0.8变化对损耗造成的影响。
                              
                            图14-5-2 变压器损耗与深度系数k的关系曲线
为方便数据处理假设匝数可以是非整数使Pcore≈Pcu,如图中所示随着电源连续模式的加深变压器的总损耗在降低,当深度系数超过0.6之后降低趋势变缓,再参考图14-4-15当电流纹波率r<0.4之后对变压器的体积要求近似指数增加,根据公式k=(2-r)/(2+r)换算一下,当r=0.4时k=0.6667,所以作者说电流纹波率最好取r=0.4(k=0.667)从这里可以推断出采用r=0.4可以使变压器的效率和体积(成本)达到最佳匹配。

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  1. 2017-2-26 13:56:50
 
下面的一组数据是模拟输入电压从低压到高压变化时变压器损耗的变化情况(Uin=90V@k=0.6
                           图14-5-3 变压器损耗与输入电压的关系曲线
图14-5-3中匝数为31.5损耗最低点靠近低压区,调整初级匝数使损耗最低点向中压区靠近,见下图。
                              图14-5-4 优化后的损耗与输入电压关系曲线
初级线圈调至41匝后低压到高压的损耗都低于2W。
继续增大匝比数至48匝
                        
                                图14-5-5 二次优化
如图损耗更低曲线更平坦。
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  1. 2017-2-28 17:10:17
 
为了更直观分析观察损耗的分布情况将电路中的损耗绘制成饼图如下
                              
                                   图14-5-6 低压满载时效率及损耗分布
图中左边灰色为输出功率彩色的为损耗功率,下面的按键可以切换为只显示损耗分布如右图。
目前的损耗分析还只包括输出二极管、MOS管、变压器、RCD吸收,效率在0.898左右。

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  1. 2017-2-28 17:22:13
  2. 倒数10
 
将输入电压切换至高压后的损耗分别如下
                              
                                      图14-5-7 高压满载是效率及损耗分别
高压输入时效率提升了一点,变压器和MOS管的损耗都有所降低(计算公式还有待验证)。在这其中变压器的效率提升的最多。

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  1. 2017-2-28 17:32:16
  2. 倒数9
 
下图是低压输入、轻载时的损耗分布
                              
                                     图14-5-8 低压轻载的效率及损耗分别
轻载的时候效率降到0.82其中MOS的损耗占主要成分。(RCD电路采用的是TVS管计算方式对轻载时效率的影响目前还看不出来)

ashima224
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  1. 2017-3-13 13:36:33
  2. 倒数8
 
再把反馈环路加上,完美。
xiaoming0804
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  1. 2017-3-17 15:10:41
  2. 倒数7
 
有没有后面板的程序框图?
boy59
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  1. 2017-3-18 10:04:28
  2. 倒数6
 
这个还没整理。
ashima224
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  1. 2017-5-4 14:25:44
  2. 倒数5
 
楼主还就没更新了
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  1. 2017-5-4 20:06:26
  2. 倒数4
 
最近有点儿偷懒了
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  1. 2017-5-6 14:37:08
  2. 倒数3
 
还有,变压器的磁芯怎么增加进表格内?

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  1. 2017-5-7 16:24:32
  2. 倒数2
 
这个功能还没有,增加这个功能后软件会比较大所以当时就没有加。
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  1. 2017-6-7 10:18:11
  2. 倒数1
 
楼主不准备结贴了?
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